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c 2014 ROHM Co.,Ltd. All Rights Reserved
実用化に進むSiCパワーデバイス
SiC MOSFETの
ゲート駆動回路と
応用のポイント
大阪大学
舟木 剛
2014年10月9日（金） 13:30～14:15
2014/10/9
CEATEC
1
半導体材料と
パワーデバイスの適用領域
低損失化の方向
高電圧
小電流
定格電圧
耐圧で見たSi,SiC各種パワーデバイスの住み分け
2014/10/9
CEATEC
2
ダイオード
10
9
8
7
6
5
4
3
2
1
0
Si PiN
SiC SBD
0.0
0.5
1.0
Vak (V)
トランジスタ
電圧－電流特性20
Ids (A)
Iak (A)
Si/SiCデバイス静特性
動作点と導通損失
1.5
18
16
14
12
10
8
6
4
2
0
Si IGBT
SiC MOSFET
0.0
2.0
1.0
2.0
Vds (V)
3.0
4.0
15
20
90
80
70
Si PiN
60
SiC SBD
50
P(W)
P (W)
電流－導通損失特性
20
18
16
14
12
10
8
6
4
2
0
Si IGBT
SiC MOSFET
40
30
20
10
0
0
2
4
Iak (A)
6
8
10
0
低出力領域での差は無い
2014/10/9
CEATEC
5
10
Ids (A)
低出力領域での差が有り
動作時間で積分される
3
太陽光発電用パワコンの出力
日射出現頻度
•
•
•
最⼤出⼒電⼒を得られる⽇射の発
⽣時間は⾮常に短い
低出⼒電⼒となる⽇射状態が⼤半
を占める
太陽光発電⽤パワーコンディショ
ナーは低出⼒での効率が重要
– EV,HEVも同様
2014/10/9
CEATEC
4
SiC MOSFETと逆並列SBD
逆耐圧不要 電圧型変換器
source
gate
n+
p body
n‐ drift
n+ buffer
drain
±
MOSFET+ MOSFET単独
SBDハイブリッド
ディスクリート
ディスクリート
SCT2080KE
SCH2080KEC
モジュール
モジュール
BSM180D12P2C101
BSM120D12P2C005
電圧源
極性一定
逆耐圧必要 電流型変換器
↑
モジュール
2014/10/9
AC
AC
電流源
極性一定
ディスクリート
CEATEC
5
SiC パワーモジュール（ハーフブリッジ）
300Aパワーモジュール
180Aパワーモジュール
SiC MOSFET
SiC SBD
SiC MOSFET
SiC MOSFET+SBD
2014/10/9
CEATEC
6
SiC パワーモジュールの特性
電圧-電流導通特性
BSM180D (SBD無)
定格1200V, 180Aパワーモジュール
BSM100D(SBD付)
定格1200V, 100Aパワーモジュール
200
200
150
100
0
-2
-50
0
2
4
-2
Vds(V)
Vds(V)
Vgs=0V 200
Vgs=20V
50
100
Ids(A)
Ids(A)
100
-50
0
2
-200
0
-2
-1
0
1
2
-100
-100
Vds(V)
2
300
0
-2
0
BSM300D (SBD付)
定格1200V, 300Aパワーモジュール
150
Vgs=0V
Vgs=20V
-50
-150
200
2014/10/9
-4
-100
BSM120D (SBD付)
定格1200V, 120Aパワーモジュール
-4
0
-6
Vgs=20V
-150
-6
50
Vgs=0V
-100
-200
100
Ids(A)
Ids(A)
50
-4
150
Vgs=0V
Vgs=20V
-150
-200
-200
-300
CEATEC
Vds(V)
7
パワーモジュールの比較
電圧-電流導通特性
BSM120D (SBD付)
BSM180D (SBD無)
BSM300D (SBD付)
順方向電圧電流特性
-6
-4
-2
500
300
400
100
300
-100 0
2
4
200
6
100
-300
-500
0
0
Vds(V)
順方向遮断特性
•
1.E-02
1.E-02
Ids(A)
•
8.E-03
•
•
4.E-03
2.E-03
10
Vgs(V)
15
20
逆⽅向に電流が流れる期間に
チャネルをONすれば導通損失低減可能
逆電流は主にSBDを流れる
–
6.E-03
5
ボディダイオードの電圧降下⼤
–
120A
180A
300A
1.E-02
120A
180A
300A
Ids(A)
Ids(A)
120A
180A
300A
ゲート閾値電圧
500
逆⽅向はチャネルONでもSBDを流れる
ゲート閾値電圧は同じ
耐圧はMOSFET・SBDの低い⽅
0.E+00
-2.E-03
0
2014/10/9
500
1000
1500
2000
Vds(V)
CEATEC
8
SiCパワーデバイスのアプリケーション
DC-DCコンバータ
降圧DC-DCコンバータ
ゲート信号と各部電圧・電流
リアクトル電流iL
Q
電源
ゲート信号 ON
MOSFET:Q OFF
L
D
負荷
MOSFET電流iQ
ダイオード電流iD
電力の流れ
負荷電圧
低電圧回路(1.7～5V)ではSiダイオードの立上り電圧(0.6V)の影響大
高電圧回路でも，ダイオードの立上り電圧は無視できない
2014/10/9
CEATEC
9
SiCパワーデバイスのアプリケーション
DC-DCコンバータ（双方向コンバータ）
ゲート信号と各部電圧・電流
双⽅向コンバータ
降圧動作
リアクトル電流iL
L
Q1
負荷/
電源
負荷/
電源
Q2
ゲート信号 ON
MOSFET:Q1 OFF
MOSFET:Q2 ON
OFF
MOSFET電流iQ1
電力の流れ
降圧コンバータ
昇圧コンバータ
MOSFET電流iQ2
負荷電圧
EV/HEV等の蓄電池⇔インバータ間の充放電制御回路等
→Q1の動作による降圧動作:Q2オフ (Buckコンバータ)
←Q2の動作による昇圧動作:Q1オフ (Boostコンバータ)
SiC MOSFETのボディダイオードの電圧降下大
2014/10/9
CEATEC
10
SiCパワーデバイスのアプリケーション
DC-DCコンバータ（同期整流回路）
同期整流回路/双⽅向コンバー
タ
ゲート信号と各部電圧・電流
デッ ドタ イム
Q1
電源
リアクトル電流iL
L
Q2
負荷/
電源
ゲート信号 ON
MOSFET:Q1 OFF
MOSFET:Q2 ON
OFF
電力の流れ
MOSFET電流iQ1
MOSFET電流iQ2
負荷電圧
IGBTは逆導通不可能
Q2のボディダイオード導通時にQ2をON（逆電流をQ2のチャネルに流す）
Q1，Q2を同時にゲートオフするデッドタイムを設ける
スイッチングに時間を要する（理想スイッチではない）
ゲートオフ中はボディダイオードに電流が流れる
2014/10/9
CEATEC
11
SiCパワーモジュールの同期整流
25V,6A,BSM180D12PC101(SBD無)
同期整流
30
30
25
ドレイン電圧 25
20
20
15
Vds/Vgs (V)
Vds/Vgs (V)
同期整流無し（ボディダイオード）
Vgs
10
Vds
5
0
0.0E+00
‐5
‐10
5.0E‐06
1.0E‐05
ゲート電圧
time (sec)
Vgs
10
5
1.0E‐05
time (sec)
4
5.0E‐06
Ids (A)
ドレイン電流
2
（ボディダイオード）
1.0E‐05
0
0.0E+00
‐2
‐4
‐4
‐6
‐6
‐8
‐8
time (sec)
‐10
ボディダイオードでの5V程度の電圧降下
2014/10/9
5.0E‐06
6
2
‐10
Vds
‐10
4
Ids (A)
15
0
0.0E+00
‐5
6
0
0.0E+00
‐2
Rg=10
CEATEC
チャネルON期間
5.0E‐06
1.0E‐05
time (sec)
同期整流による導通損低減
12
高電圧・大電流の同期整流動作
600V,150A:BSM180D12PC101(SBD無)
800
4
800
25
700
2
700
20
‐2
500
400
‐4
400
10
300
‐6
300
5
200
‐8
200
0
100
‐10
0
0.0E+00
‐100
‐200
Vds
Vgs
1.0E‐05
time (sec)
‐14
‐16
‐200
5.0E‐06
1.0E‐05
ドレイン電流
（ボディダイオード）
‐50
0
0.0E+00
Ids (A)
Ids (A)
‐5
5.0E‐06
1.0E‐05
time (sec)
‐100
‐150
‐15
チャネルON期間
5.0E‐06
1.0E‐05
‐100
‐150
time (sec)
‐200
time (sec)
ボディダイオードの逆回復が小さいので，同期整流すれば導通損小
2014/10/9
‐10
50
‐50
‐200
15
Vgs
ゲート電圧
50
0
0.0E+00
Vds
100
0
0.0E+00
‐100
‐12
5.0E‐06
Vds (V)
500
0ドレイン電圧600
Vgs(V)
600
Vds (V)
同期整流
Vgs(V)
同期整流無し（ボディダイオード）
Rg=10
CEATEC
13
高電圧・大電流の同期整流動作
600V,250A:BSM300D (SBD付)
同期整流
同期整流無し（SBD）
1200
1200
VdsH
800
Vds[V]
600
ドレイン電圧400
200
200
3.0E‐05
3.5E‐05
25
350
ゲート電圧
300
VgsL
15
250
IdsL
0
2.0E‐05
‐5
‐10
IdsL[A]
100
2.5E‐05
3.0E‐05
time(sec)
3.5E‐05
20
3.5E‐05
チャネルON期間
VgsL
ドレイン電流
‐50
‐10
CEATEC
350
300
200
150
0
2.0E‐05
‐5
50
4.0E‐05
0
4.0E‐05
250
IdsL
5
SBDの電圧降下が低いため，同期整流の効果小
2014/10/9
3.0E‐05
time(sec)
10
150
5
25
2.5E‐05
15
200
10
VgsL[V]
0
2.0E‐05
‐200
4.0E‐05
time(sec)
20
VdsH
600
400
2.5E‐05
VdsL
800
VgsL[V]
Vds[V]
1000
VdsL
IdsL[A]
1000
0
2.0E‐05
‐200
Rg=10
100
2.5E‐05
3.0E‐05
time(sec)
3.5E‐05
50
4.0E‐05
0
‐50
14
SiCパワーデバイスのアプリケーション
DC-ACインバータ(電圧形)
単相フル(H)ブリッジ回路
Q1
デッドタイム
リアクトル電流iL
Q3
ゲート信号 ON
MOSFET:Q1,3 OFF
MOSFET:Q2,4 ON
±
DC
ゲート信号と各部電圧・電流
OFF
Q2
Q4
AC
MOSFET電流iQ1
MOSFET電流iQ2
負荷電圧
上下のMOSFETが同時にオン状態となると短絡電流が流れるため
デッドタイムを設定する（負荷電流により上下どちらかのボディダイオードに電流
が流れる）
2014/10/9
CEATEC
15
MOSFETの駆動回路
• スイッチング回路
– ソース接地回路（ソース基準のゲート電圧）
• スイッチの状態でソース電位が変化
DC‐ACコンバータ
DC‐DCコンバータ
G
G
G
DC
S
S
D
D
G
CEATEC
AC
G
S
2014/10/9
D
D
S
D
上側FETのスイッチング
ゲート電圧はソース基準
ソース接地
S
16
MOSFETのゲート駆動回路
• 必要性能
ハーフブリッジのゲート駆動回路構成
– 制御信号の増幅
Vcc
上側
アーム G
ゲート
駆動回路
レベル
シフト
制御信号
下側
アーム G
ゲート
駆動回路
• 寄⽣容量の充放電
D
Q1
S
Vout
D
S
– 駆動信号のレベルシフト
• 素⼦のソース電位変化
– 保護機能
• 過電流検出
• ソフトターンオフ
Q2
D
Cgd
GND
制御信号
ゲート
駆動回路
電力変換
回路
G
負荷
電力変換回路におけるゲート駆動回路
2014/10/9
Cds
Cgs
S
CEATEC
MOSFETの寄生容量
17
MOSFETのゲート駆動回路
ゲート制御信号の増幅
• 出⼒バッファ
VCC
– トーテムポール回路
• 寄⽣容量の充放電
ゲート抵抗 出力
– ターンオン→充電
– ターンオフ→放電
ゲートへ
制御信号
ソースへ
• ゲート抵抗
– スイッチング速度調整
VEE GND
• 負電源VEE
D
– ノイズ対策
– VEE=GNDとしても可
ゲート
抵抗
ゲート
駆動回路
Cgd
Cds
G
Cgs
S
2014/10/9
CEATEC
18
MOSFETのゲート駆動回路
絶縁⽅式
ゲート駆動回路
ゲート駆動回路
Vdrv
Vdrv
Vcc
QD1
C
制御信号
QD2
D
Q1
S
Vout
D
G
T
1:N
G
G
R
QD2
Q2
S
GND
S
D
Q1
S
Vout
D
G
制御信号
Q2
GND
Vcc
GND
GND
HVIC方式
トランス絶縁方式
•
ゲート駆動回路
フォトカプラ
制御信号
LED
光ファイバ
GND
Vcc
Vdrv
G
フォト
ダイオード
D
Q1
S
Vout
D
G
S
2014/10/9
光絶縁方式
•
•
トランス絶縁
–
–
電源不要
動作範囲に制約有
–
–
絶縁ではない
レベルシフタの出⼒容量，損失でスイッ
チング周波数に上限
HVIC
光絶縁
–
–
Q2
フォトカプラ，光ファイバ使⽤
⾼温に弱い
GND
CEATEC
19
MOSFETのゲート駆動回路
駆動電源
トランス絶縁電源
変圧器
3端子レギュレータ
IN
G
OUT
GND
ゲート
駆動回路
3端子レギュレータ
～
IN
OUT
GND
ブートストラップ回路
Vcc
D
Q1
S
Vout
D
G
ゲート
駆動回路
Q2
S
GND
絶縁電源回路
連続的なエネルギー供給可能
商用周波数変圧器→大
高周波変圧器→小
Hブリッジ3個，三相ブリッジ4個
2014/10/9
ゲート電源は1つ
ダイオードとコンデンサで構成
CEATEC
20
⾼速スイッチング動作
スイッチング速度のゲート抵抗依存性
250
1400
1200
200
1000
150
600
1ohm
400
10ohm
200
100ohm
0
0.0E+00
‐200
Ids (A)
Vds (V)
800
1.0E‐05
2.0E‐05
time (sec)
100
100ohm
0
0.0E+00
‐50
3.0E‐05
ゲート
駆動回路
15
Vgs (V)
2.0E‐05
time (sec)
3.0E‐05
ゲート C
gd
抵抗
20
10
1ohm
5
2014/10/9
1.0E‐05
D
25
‐10
10ohm
50
30
0
0.0E+00
‐5
1ohm
100ohm
2.0E‐05
G
Rg Cgs
S
10ohm
1.0E‐05
Cds
3.0E‐05
ゲート抵抗によりスイッチング速度を
調整（寄生容量の充放電）
time (sec)
CEATEC
21
高速スイッチング動作における
セルフターンオン現象
Q2のボディダイオード導通時
Vcc
Q1
ON
OFF
X=Vcc Q2
ON
OFF
Q1
X=0→Vcc
X=GND
Q2
+Id
GND
(a) Q1=off
Q2=off, body=on
IQ1IQ2 0
(b) Q1=turn on
(c) Q1=on
Q2=off, body=turn off Q2=off, body=off
D
等価端子間容量
‐Id
Vcc
VQ1VQ2
0
Cgd
Cds
G
2014/10/9
デッドタイム
ゲート
信号
高dv/dt
Cgs
S
CEATEC
22
ドレイン電圧印加によるゲート電位変動
Rg=51Ω
dVds/dt依存性
dVds/dt=138V/s
Rg依存性
80
120
Vds
Vds(V)
80
1286V/us
57V/us
60
70
60
Vds(V)
100
2142V/us
138V/us
28V/us
Vds
20
20
‐5.0E‐07
10
5.0E‐07
1.0E‐06
1.5E‐06
‐5.0E‐07
time(sec)
2.5
Vgs
Vgs(V)
1.5
2142V/us
138V/us
28V/us
1286V/us
57V/us
2014/10/9
0
0.0E+00
‐0.5
5.0E‐07
time(sec)
10ohm
1000ohm
1.0E‐06
1.5E‐06
2.5
2
1.5
1
Vgs
1
0.5
‐5.0E‐07
0
0.0E+00
‐10
1ohm
100ohm
open
3
Vgs(V)
2
40
30
40
0
0.0E+00
‐20
50
0.5
5.0E‐07
1.0E‐06
1.5E‐06
‐5.0E‐07
time(sec)
CEATEC
0
0.0E+00
‐0.5
1ohm
100ohm
open
5.0E‐07
10ohm
1000ohm
1.0E‐06
1.5E‐06
time(sec)
23
ゲート電圧の過渡応答
ゲート駆動回路を含む等価回路
idg
ig
Rg
Cgd
igs
±
Vdrv Cgs
Vdsの印加
vdg
•
•
[V/sec]
–
vds
•
ゲート電圧の応答
1
vgs
•
⇒単調増加
最⼤値
– 極限:
→∞
– max
ゲート抵抗Rgを介した
Cgs, Cgdの充放電
2014/10/9
Cを⼀定と仮定
印加電圧:ランプ関数 [V/sec]
•
,
, に⽐例
• ゲート駆動回路電圧
ト
CEATEC
でオフセッ
24
ゲート電圧最大値
Vgs(V)
3
• ゲート抵抗
2142V/us
1286V/us
138V/us
57V/us
28V/us
2.5
2
– ⼩:スイッチング速い
dv/dt⼤
• 他⽅のMOSFETのゲート電圧
に影響する
1.5
1
– ⼤:スイッチング遅い
ゲート電圧の変化⼤
0.5
0
1
10
100
1000
Rg(ohm)
• 印加ドレイン電圧
– 変化速度⼩:スイッチング遅
いゲート電圧の変化⼩
– 変化速度⼤:スイッチング速
いゲート電圧の変化⼤
Vgs(V)
3.5
3
2.5
1ohm
100ohm
10ohm
1000ohm
2
• 負のバイアス電圧をオフ電圧
としてゲートに重畳
1.5
1
0.5
0
1.0E+01
2014/10/9
1.0E+02
1.0E+03
dvds/dt(V/sec)
– ゲート電圧変化の影響を緩和
1.0E+04
CEATEC
25
ゲートドライバIC BM6104FV-C
2014/10/9
•
•
•
耐圧2500V，最⼤ゲート電圧24V※負電源可
最⼤駆動電流5A※モジュールには外付けTR要
⼊出⼒遅延時間150nS，最⼩パルス幅90ns
•
•
•
トランス絶縁（MEMS）※信号⽤・外部電源要
保護機能（短絡，低電圧）
ミラークランプ機能
– BM6101FVは各々350nS，180ns
CEATEC
26
ゲートドライバIC BM6104FV-C
25
20
入力
20
15
6101
15
6101
10
6104
10
6104
電圧[V]
電圧[V]
25
5
0
0.E+00
‐5
1.E‐07
2.E‐07
3.E‐07
4.E‐07
5.E‐07
0
0.E+00
‐5
時間[sec]
15
入力
10
6101
2014/10/9
3.E‐07
4.E‐07
5.E‐07
時間[sec]
• 350ns→150ns
– 最小パルス幅
5
‐10
2.E‐07
– 遅延時間
6104
0
0.E+00
‐5
1.E‐07
• ドライバICの高性能化
20
電圧[V]
5
‐10
‐10
入力
1.E‐07
2.E‐07
3.E‐07
4.E‐07
• 180ns→90ns
5.E‐07
ディスクリートMOSFETの高速スイッチングに好適
時間[sec]
CEATEC
27
ミラークランプ回路
BM6104FV‐C
Vcc
OUT1 Rg
制御信号
IN
駆動
回路
G
ゲート信号
IN
D
Q
OUT1
S
sense
sense
OUT2
OUT2
GND Vee
Vee
ミラークランプ機能付ゲート駆動回路
Vcc
OUT1 Rg
制御信号
IN
駆動
回路
G
ミラークランプ動作シーケンス
•
D
Q
•
S
•
ターンオン・オフはRgを介して充
放電
従来回路は，オフ状態でもRgを介
してVeeを出⼒
ミラークランプ回路では，Rgをバ
イパスしてVeeを出⼒
– 外付けトランジスタにより，低イン
ピーダンスでVeeを出⼒
GND Vee
普通のゲート駆動回路
2014/10/9
Vcc
Vee
Vcc
Vee
CEATEC
28
アクティブミラークランプによる
ゲート電圧変動抑制
ゲート抵抗の影響
700
600
600
1ohm(下アーム)
10ohm(下アーム)
100ohm(下アーム)
1ohm(上アーム)
10ohm(上アーム)
100ohm(上アーム)
300
100
2014/10/9
0
0.0E+00
‐1
5.0E‐07
1.5E‐06
2.0E‐06
0
0.0E+00
‐100
1.0E‐06
1.5E‐06
time(sec)
2.0E‐06
0
0.0E+00
‐1
1.0E‐06
‐2
‐3
‐4
300
100
time(sec)
5.0E‐07
400
200
1ohm
10ohm
100ohm
Vgs(V)
Vgs(V)
0
0.0E+00
‐100
1ohm(下アーム)
10ohm(下アーム)
100ohm(下アーム)
1ohm(上アーム)
10ohm(上アーム)
100ohm(上アーム)
500
Vds(V)
400
200
ゲート電圧
Vgs
アクティブミラークランプ回路
700
500
Vds(V)
ドレイン電圧
Vds
通常ゲート駆動回路
‐2
‐3
‐4
‐5
‐5
‐6
‐6
‐7
‐7
CEATEC
time(sec)
5.0E‐07
5.0E‐07
1.0E‐06
1.5E‐06
2.0E‐06
1.0E‐06
time(sec)
1.5E‐06
2.0E‐06
1ohm
10ohm
100ohm
BM6101FV‐C使用時
29
ゲート電圧の過渡応答
ボディダイオード電流のターンオフ
ソースインダクタンスを含む等価回路
idg
ig
Q3
ボディダイオード
電流のターンオフ
寄生インダクタンス
の両端に電圧発生
Q4
ids
vdg
ibd
vdrv Cgs
±
vgs
vs
Ls
•
ターンオフ電流:ランプ関数 [A/sec]
•
ゲート電圧の応答
vds
2014/10/9
Cdg
igs
[A/sec]
–
0
Rg
2
ただし
t
–
CEATEC
0,
1
, が⽀配的，
0
0
1
，
4
は時定数に作⽤
30
ゲート電圧の過渡応答
ボディダイオード電流のターンオフ
通常ゲート駆動回路
Ids(A)
ドレイン電流
Ids
0
0.0E+00
アクティブミラークランプ回路
1ohm(下アーム)
10ohm(下アーム)
100ohm(下アーム)
1ohm(上アーム)
10ohm(上アーム)
100ohm(上アーム)
time(sec)
5.0E‐07
1.0E‐06
1.5E‐06
2.0E‐06
5.0E‐07
1.0E‐06
1ohm
1.5E‐06
time(sec)
2.0E‐06
‐50
10ohm
100ohm
‐100
Vds(V)
900
800
700
600
500
400
300
200
100
0
0.0E+00
‐100
50
900
800
700
600
500
400
300
200
100
0
0.0E+00
‐100
50
0
0.0E+00
Ids(A)
ドレイン電圧
Vds
Vds(V)
ゲート抵抗の影響
time(sec)
1ohm(下アーム)
10ohm(下アーム)
100ohm(下アーム)
1ohm(上アーム)
10ohm(上アーム)
100ohm(上アーム)
5.0E‐07
1.0E‐06
1.5E‐06
2.0E‐06
5.0E‐07
1.0E‐06
time(sec)
1.5E‐06
2.0E‐06
‐50
1ohm
10ohm
‐100
100ohm
‐150
4
2
0
0.0E+00
‐2
Vgs(V)
ゲート電圧
Vgs
Vgs(V)
‐150
4
5.0E‐07
1.0E‐06
2.0E‐06
time(sec)
‐4
2014/10/9
1.5E‐06
2
0
0.0E+00
‐2
‐6
‐6
‐8
10ohm
‐8
‐10
CEATEC
1.0E‐06
1.5E‐06
2.0E‐06
‐4
0ohm
100ohm
time(sec)
5.0E‐07
0ohm
10ohm
100ohm
‐10
BM6101FV‐C使用時
31
まとめ
• SiCパワーデバイスの特⻑を活かした使い⽅
– 出⼒電流に⽐例した電圧降下
• ⼩出⼒での⾼効率動作
– SiC MOSFETのボディダイオード
• ⼤きい導通損失を同期整流により低減可能
• ターンオフ時の逆回復現象が無い
– スイッチング損失が⼩さい
– ゲート駆動回路と⾼速スイッチング動作
• dVds/dtが⼤となる
– ゲート電圧変動によるセルフターンオン
– ゲート回路の低インピーダンス化⇒ミラークランプ回路
• dIds/dtが⼤となる
– 主回路の低インダクタンス化も不可⽋
2014/10/9
CEATEC
32